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慢恢复二极管在开关电源中的两个实例

由于开关电源始终处在打开和关闭的循环,这就要求开关电源中的器件有较高的强度和较短的反应时间。通常来说,开关电源的工作效率在几十Khz到上百Khz之间。为了能够满足频繁的开关模式,开关电源当中的整流管对Trr时间有严格的要求,理论上,不能使用一般的二极管,而是要使用超快恢复的肖特基二极管。
如果是这样的话,慢恢复的二极管就不

 由于开关电源始终处在打开和关闭的循环,这就要求开关电源中的器件有较高的强度和较短的反应时间。通常来说,开关电源的工作效率在几十Khz到上百Khz之间。为了能够满足频繁的开关模式,开关电源当中的整流管对Trr时间有严格的要求,理论上,不能使用一般的二极管,而是要使用超快恢复的肖特基二极管。
    如果是这样的话,慢恢复的二极管就不能使用在开关电源当中了吗?事实上,开关电源中合理的使用慢恢复二极管将会得到意外的惊喜。下面将以两个实例的分析来说明。
    下面就和网友分享一下两个工作中的实例:
       一
    慢恢复工频整流管1N4007用于主控IC供电绕组整流,解决多绕组系统,偏置电压偏高问题。
    使用某IC做5路输出DVB电源,批量生产过程中,发现不良率较高,症状为电源不工作或打嗝。去到工厂实测发现IC的供电电压偏高,IC过压保护机制触发。
    大家都知道,多路输出电源,要做到很好的交叉调整率是相当考验变压器设计功底的,偏置供电绕组电压偏高再所难免。客户已经批量生产了1W多套电源,重新设计变压器显然不是很好的解决方案。整流二极管串联的电阻加大其作用也是有限的,毕竟其主要作用在滤除尖峰电压,而引起IC保护的是偏置绕组电压偏高。这个时候慢整流管的魅力就体现出来了。   终的解决方案就是将客户原方案中的快恢复二极管HER107换为1N4007,问题得到完美解决。具体见图1:

    “图1”图1
    有的人可能会问,慢管用在这里会不会有什么安全隐患,合适吗?
    确实,开关电源整流管是不能用慢管的,但是这里确实合适的。因为IC供电电流基本在m[**]级别,负载不大,所以用慢管也不会有问题。
       二
    Flyback中RCD吸收电路使用慢管1N4007,解决主开关上的漏感尖峰电压应力及EMI辐射问题。

   

“图2”图2
    常见的RCD吸收电路结构如图2(D1一般用快恢复二极管)。
    如果变压器设计不合理,漏感大的话,开关管管断时,漏感电压较大,振荡时间较长,导致MOS电压应力比较大,EMI辐射超标。
    图3是D1使用快恢复二极管UF4007的实测波形。
    黄线为RCD中C1的波形,粉色为开关管漏极波形,蓝色为R1的电压波形。显然漏极振荡时间较久,峰值较高。如果把D1换为工频整流管1N4007会怎样呢?
    下面便是1N4007的表现:
    很明显,漏极振荡被完美抑制,峰值也大大减小,从而减低MOS的电压应力,以及大大改善EMI.
    细心的朋友会发现,R1的电压峰值变大。这是为什么呢?因为1N4007反向恢复时间较长,所以C1的电会回流造成的。
    有文献指出真是这能量回流,减低R2的损耗,会提高电源的效率,但是经过实测并未发现效率上有改善,所以这里持保留意见。
    不够能量回流倒是实实在在存在的,理论分析和实测结果都已显示。也正是这个原因,会导致1N4007发热量会比较大,所以此方案适用于小功率Flyback,大功率不建议使用。
    如果设计中,遇到MOS电压应力比较大并且EMI总超标,不妨试试此方案。
    虽然在日常的开关电源设计当中,并不推荐使用反应较慢的二极管,但这并不意味着它在设计中毫无用处。这类二极管反而能够解决一些比较棘手的问题。所以在学习和设计中遇到问题时,不如换一种方式来思考,也许问题就迎刃而解了。