在开关稳压器中应用峰值电流模式控制以实现高性能

有多种不同的控制方案用于实现输出电压调节。电流模式控制，以其简单的形式监控峰值开关电流，具有一些非常好的好处。这是在开关稳压器中实现高性能的一种流行方式。在实际设计中需要注意一些注意事项，但这些很容易解决，正如我将在这篇文章中讨论的那样。

峰值电流模式控制的好处

图 1 显示了降压转换器中峰值电流模式控制的基本实现。有两个控制回路在运行：一个快速的内部回路，将控制信号 Ve 与模拟的开关电流 Vcs 进行比较以设置脉冲宽度，以及一个较慢的外部回路，将输出电压与参考电压进行比较以生成内部控制信号环形。其效果是为输出电容器和负载形成一个受控电流源，而电感器在调节输出电压的同时从传递函数中“消失”。与输出 LC 网络相关的双极点变成了单极点，这更容易稳定，尤其是陶瓷输出电容器具有固有的低 ESR 和高频零。

 

图 1. 峰值电流模式控制方案

使用电流模式控制，可以很容易地保护开关免受过流的影响，因为电流检测信号可以与参考信号进行比较，以在超过设定值时快速关断。还有一种自然的快速“前馈”效应，其中输入电压的变化会立即反映在开关电流斜坡速率中，直接影响关断点，而无需等待输出电压中的误差在慢速外部传播校正前循环。

不过，在使用峰值电流模式控制进行设计时，有几件事需要注意：噪声拾取和次谐波不稳定性。

嘈杂的信号

在保持电流感测元件的低功耗和具有足够的合成电压以避免噪声问题之间存在冲突。在典型方案中，来自感测电流的电压可能在 1V 左右，但在轻负载时，该值按比例减小。由于 di/dt 通过电路电感、寄生电容的充电和放电以及二极管反向恢复瞬态，电流信号边缘的尖峰是不可避免的。这些可能会导致稳压器过早关闭和混乱操作，因为它们在轻负载时会成比例地增加信号。仔细的电路板布局当然有帮助，适当的冷落也有帮助，但通常这在所有情况下都不够。感应信号上的简单 RC 滤波器可衰减尖峰，但会增加延迟，使限流精度降低，并导致在低负载和低占空比下失去控制。电流感应变压器是一种获得可用电压电平且功耗很小的方法，但与电阻感应相比，它可能既昂贵又笨重。在高占空比下重置变压器也可能是一个问题。

一种有效的解决方案是在低电压电平下进行电阻式感应，在前沿消隐的情况下，控制芯片在固定周期内忽略电流感应信号，通常在每个周期开始时为 50ns。随着诸如 Maxim 等公司将 MOSFET 和终磁性元件集成到芯片中的进展，问题逐渐消退。开关电流环路变得更小且更可预测，IC 制造商能够在内部补偿瞬态。

更奇特的技术可以使用输出电感器本身的电阻来检测电流。然而，需要电路从电阻电压降中减去正常的开关波形，并补偿铜绕组电阻随温度的显着变化。

次谐波不稳定性

次谐波不稳定性源于控制峰值电感电流，而不是控制平均电流的理想状态。如果降压转换器的占空比小于 50%，输入电压的微小干扰会导致峰峰值纹波电流发生微小变化。输入电压的负扰动会导致峰峰值纹波电流减小。由于关闭时间大于开启时间（《50% DC），因此电流有时间斜坡下降到等于其启动周期电流的新稳态值。在占空比高于 50% 时，关断时间比导通时间短，电感电流斜坡下降不会回到起始值，因此下一个周期以更高的纹波电流开始，使平均电流暂时较高。负载电流是恒定的，因此增加的电流只能流入输出电容，稍微提高其电压。控制环路会在几个周期内纠正由此产生的输出电压误差，但与此同时，脉冲宽度“抖动”通常为开关频率的一半。请参见图 2。

 

图 2. D》0.5 的次谐波不稳定性

对此的解决方案是人为地在导通时间感测电流波形上添加一些斜率，这可以很容易地从 I2C 时钟信号中导出。或者，可以从误差电压中减去额外的斜率。该技术如图 3 所示。

可以看出，如果在比较器输入端添加一个斜率，等于来自电感下降斜率的等效信号的 50%，则峰值电流检测点会调整以使平均电感电流在占空比扰动的情况下保持恒定。这确保了干扰在一个开关周期内消失并保持稳定性。在实践中，通常将更多斜率添加到电流检测信号的 100%，以确保在高占空比下的稳定性。如果增加了过大的斜率，转换器将越来越失去电流模式控制的优势，并且表现得更像是在电压模式下。

对于给定的输出电压 Vout 和电感 L，电感波形的下降斜率 di/dt 是固定的。

这确实意味着在简单的电路中，斜率补偿并不总是适合可变输出电压，尽管可以进行更复杂的可变补偿——这是数字控制功能的良好候选者。